手机RF专题讲座

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在整理以前的资料时，发现一篇文档，是关于手机 RF 的专题讲座。文档对手机 RF 的讲解深入浅出，涵盖内容丰富。虽然文档比较老，但是拿来作为一篇深入介绍性的文档，却也不错。可以给哪些从事手机 RF 开发或者感兴趣的同学做个参考。

前言

射频部分是通信设备的重要组成部分，是进行双向沟通的桥梁。了解该部分的组成和工作原理对我们开展工作有很重要的意义。为此 ， DIAG L9 的同事针对该部分编写了这个专题培训资料，它包括了：接收机原理、接收机基本电路、手机的 RF 基本电路、手机的相关技术、手机的诊断和维修编写这个资料的目的是为了扩展大家的思维，起到抛砖引玉的作用。由于时间仓促，有些资料难以找到，加上我们的知识水平有限，因此其中可能有所缺漏，欢迎大家批评指正。

RF 应用回顾

 

 

 

1 ． RF 基本电路介绍

 

 

 

1.1 超外差调幅接收机

一般使用的调幅接收机的接收方式大多使用能稳定得到高增益、频率选择性好的超外差方式。下图是表示超外差方式的调幅收音机的构成方框图：

 

 

高频放大部分的作用：

高频放大部分由输入电路、高频放大器、混频器成。以下是高频放大部分的作用和必要条件。

     1 ）提高接收机的信噪比

        在调幅接收机中，若对高频放大器和变频器的噪声指数进行比较时，后者大。为此，通过使用第一级噪声指数小、增益高的高频放大器，可以改善接收机的总噪声指数。

     2 ）频率选择性好

        随着调谐电路级数的增多，邻近频率或乱真电波的接收可以受到控制，设置输入电路、高频放大器使频率选择性好。

     3 ）使本机振荡频率成分不从天线发射

        通过在天线和变频器之间设置高阻抗的高频放大器，可以防止从天线发射本机振荡频率成分。

变频器的作用：

变频器由混频器和本机振荡器构成。其作用如下：

     1 ）变频的原理

     基本原理是外差检波，它是将频率 Fc 的载波和频率 FL 的本机振荡器的输出加到非线性的有源电路上，从其输出成分中取出 FL—Fc 的拍频，利用它作为中频的方法

     2) 变频器的分类

       a) 自激式变频器

       b) 它激方式变频器。

     3) 本机振荡器的性能

     本机振荡器要求频率稳定性好，高次谐波成分的含有率少。其理由是，当频率不稳定时，不能接收，含有很多高次谐波时，产生假信号响应发生笛声等。本机振荡器除自激式外，还有晶体控制振荡器或频率合成器方式的振荡器。

中频放大部分的作用：

1) 得到高增益

    与高频放大部分比较，由于频率固定，并且频率低，可以得到高增益，因此可以为用检波器进行线性检波提供充分大的输入，从而使检波器的灵敏度提高，并且可以减少检波输出的失真。

    2) 提高选择性和保真度

    接收机的邻近频率选择性一般由中频放大器的通频带宽度决定。通频带由于接收对称的电波类型而不同，因此只要为选择接收的信号设定必需的最小限度的带宽即可。

检波部分、低频放大部分的作用：

1) 检波部分工作的必要条件：

   检波输出没有失真

   灵敏度高

   电路结构简单

   工作稳定

2) 低频放大器的作用

    因为从检波器所得到的低频输出很微小，即使直接加到扬声器上，扬声器械也不动作。低频放大器用于放大电压和功率，获得足够大的输出使扬声器动作的电路。

1.2 超外差调频接收机

对于调频收音机，在高频端对由天线接收 6~108MHZ 的电波进行调谐、放大，变换为中频（ 10.7MHZ ）。然后经中频放大后进行调频检波得到低信号。最后对低频信号放大使扬声器发出声音。对于收音机，调频检波器（ FM   DET ）的输出是音频信号，所以不称为低频放大器（ LF AMP ），大多称为音频放大器（ Audio  Frequency Amplifier,  AF AMP ）。其方框图如下：

 

 

1.3 调频立体声接收机

调频立体声接收机的组成：

    调频立体声接收机的方框图如下图所示。在调频检波器以前与调频单声道接收机的组成相同。

 

 

     接收立体声广播时，调频检波器输出得到立体声复合信号（主信道信号 + 副信道信号 + 导频信号）。立体声解调器（ MPX ）由这三类信号对 L.R 信号进行解调。

     接收单声道广播时，检出不包含导频信号的信号，并使立体声解调器停止工作，左 . 右扬声器都为单声道输出。

     高质量的调频解调器在电路组成上下功夫，使得发送方的音质几乎可以不被恶化地接收。并且为了适应将来的调频广播的多局化，要制造排除干扰能力强的接收机。

2 ． GSM 手机的电路结构

2.1 GSM 手机的电路结构

手机的电路结构可分为三部分，即射频处理，逻辑 / 音频以及输入输出接口。射频部分一般指手机电路的模拟射频，中频处理部分，包括天线系统，发射通路，接收通路，模拟调制，解调以及进行信道调谐用的频率合成器等。射频部分包含发送部分，接收部分与频率合成器。

一、发送部分

发送部分包括带通滤波器， GMSK 调制器，射频功率放大器，天线开关等。具体的调制方式大致分为两种：

1 ）调制音频信号先调制到某一中频，再经过一次上变频，变换到 GSM 射频信道上。

2 ）调制音频信号直接上变频到 GSM 射频信道上。

二、接收部分

包括天线开关，射频滤波，射频放大，混频，中频滤波和中频放大等，其接收的频率对应 900MHz GSM 规定频点，经过下边频道中频，中频多为 100MHz 附近的某个固定值。之所以采用中频为射频信号处理的过渡环节，是为了得到更好的灵敏度和稳定性。解调大都在中频处理集成电路内完成，解调后得到频率为 67.71KHz 的同相正交信号，然后进入逻辑 / 音频处理部分进行后级的处理。

三、逻辑音频部分

逻辑 / 音频部分可分为两个子部分：音频信号处理和系统逻辑控制。音频信号处理子部分对数字信号进行一系列处理：发送通道的脉码调制，话音编码，信道编码，交织，加密， TDMA 帧形成，接收通道的自适应信道均衡，信道分离，解密，信道解码和语音解码，音频放大等。基带信号处理控制对整个手机的工作进行控制和管理，包括开机操作，定时控制，数字系统控制射频部分控制以及外部接口，键盘，显示器控制等。

逻辑音频部分包括：

中央处理器 ： 相当于单片机的处理核心，作用是射频部分控制，键盘控制，其他集成电路的控制及相互之间的数据传送。

RAM ：随机存储器，作用是存储手机工作时的数据。

ROM ：（ 1 ） EPROM  存放手机主程序和监控程序。（ 2 ） EEPROM 存放功率控制表，数模转换表，                自动频率控制表，自动增益控制表等。（ 3 ）短消息业务 存放码表，显示控制程序。

接口： （ 1 ）总线接口 负责同外部设备的通信，包括 A/D ， D/A 。（ 2 ）射频接口 负责将模拟信号（ I/Q ）转换成数字信号和将数字信号转换成模拟信号（ I/Q ）。 I/O 设备：键盘输入、功能翻盖开关输入、话筒输入、液晶显示屏输出、听筒输出、振铃输出手机状态指示灯输出这些都是人与手机之间的 I/O. 射频部分的 接收通路（ RX ）和发送通路（ TX ）使手机与基站间的 I/O 。其他的集成电路都是为这五大类服务。有 电源、同步时钟等。

四、输入输出接口部分

输入输出接口部分由模拟接口、数字接口、人机接口三部分。话音模拟接口：包括 A/D 、 D/A 变换等。数字接口：主要是数字终端适配器。人机接口：包括显示器、键盘、振铃器、听筒、话筒。手机原理方框图如下页，概括了 GSM 手机全部的工作原理。

 

 

2.2 双频手机射频电路技术参数

一、 GSM900 ／ DCSl800 双频手机的特点

     双频手机与现阶段普及型的单频手机相比，有下面的特点：根据基站的控制信令，双频手机即可以工作在 900MHz 频段网络，也可以工作在 1800MHz 频段网格，当一个网络繁忙或信号质量差时，双频手机可自动切换到另一个频段的网络上工作，而且这种切换基本上不影响话音质量。另外，从近来国际上手机的发展趋势和 FTA(full type approval) 认证的情况来看，双频手机在将来会是主流产品。双频手机在两个不同的工作频段上，其基带部分信源编码、信道编码的算法和处理、信令处理的方法和帧格式、调制解调方式、信道间隔等均相同，与单频手机在电路结构上的差别在于射频前端和相对应的控制软件。

二、 GSM900 ／ 1800 双频手机 RF 部分的主要技术指标和设计要求

四类机，阶段 2 增强型 (class IV phase Ⅱ phase  )E ― GSM900MHz 部分的主要 RF 指标如下：

工作方式： TDMA ― TDD

工作频率：上行 Tx( 反向 )880MHz-915MHz ，下行 Rx( 正向 )925MHz ― 960MHz

双工频率间隔：      45MHz ，载波间隔： 200kHz

每载波时隙数：      8( 当前全速率 ) ／ 16( 今后半速率 )

每帧长度：          4 ． 615ms ，每时隙长： 577 μ s

传输速率：          270 ． 833kbps( 即在每时隙上传 156.25bits)

调制方式：          采用 I ／ Q 正交 GMSK 调制

静态参考灵敏度：    优于 -102dB/RBER(Resiodual BER) ＜ 2 ％

动态范围：           -47dBm ― 110dBm

频率误差：          <1 × 10-7 ，相位误差的均方根值 <5 °，相差

                   峰值： <20 °

射频输出功率：       5 级 (33dBm)--19 级 (5dBm) ，级差：Δ＝ 2dB

                   , 共有 15 个功率等级。

DCS1800 二类手机 (class Ⅱ ) 部分的主要 RF 指标：

工作频率：              上行 Tx ： 1710MHz--l785MHz ，

                       下行 Rx ： 1805MHz ― 1880MHz ，

收发频率间隔：          95MHz

静态接收参考灵敏度：    -100dBm/RBER ＜ 2 ％

发射单元频率误差：      Fe<1 × 10-7 ，相位误差均方根值＜ 5 °，峰值＜ 200

射频输出功率：          3 级 (24dBm)--15 级 (0dBm) ，共有 13 级功率；步进Δ＝ 2dB

其余设计要求与 GSM900 相同。

三、双频手机 RF 部分基本工作原理

1 ） RF 部分基本组成框图

 

 

 

2 ） GSM900 下行链路接收机单元

由蜂窝小区基站发出的已调载波通过 Um 无线接口，传到手机天线端。在接收时隙接收到的信号先通过收发隔离器，再经过 GSM900MHz 的 LNA( 低噪声放大器 ) ，将微伏量级的弱信号放大。放大后的信号经过 GSM900 的第一 RF 混频器后，将得到的第一中频信号进行窄带 (200kHz) 滤波，以滤除带外噪声，保证接收机选择性指标。然后信号经过具有 AGC 功能的第一中频放大器放大，再经过第二混频器和第二中频滤波器。在这之后，输出的信号由具有 AGC 功能的第二中频放大器进行放大。放大后的信号进入 I ／ Q 正交解调器解调，正交解调后的模拟 I 、 Q 信号平衡输出到后面的基带、音频部分等待作进一步的信道译码和倍源译码处理。

DCS1800MHz 频段接收单元的信号处理过程与 GSM900 相同，只是工作频段不同而已。接收机中 AGC 的作用是：当天线端的 RF 信号电平在大范围内变化时，保证 I ／ Q 输出信号的电平基本不变；在监听时隙探测相邻小区基站的下行广播信号强度，配合完成越区切换功能。

3 ）上行链路发射单元

由基带部分传输过来的 I 、 Q 正交模拟基带信号，在发射时隙期间双端平衡输入到中频 I ／ Q 正交调制器，调制后的中频信号经 a 过发射中频声表面 (SAW) 窄带滤波器 (200kHz) ，滤波后的信号经过上变频后，再经过 35MHz 带宽的 900MHz 发射滤波器，滤波器输出的信号先通过功率激励级放大以达到末级 RF 功放 (PA) 所需的激励电平。最后再经过功率放大器 PA 和收发隔离器，通过天线把已调载波发射出去。 PA 部分 APC 控制电路的作用是：保证 RF 功率电平等级满足 5dBm-33dBm 的变化要求，以避免在多用户组网时发生 “ 远近 ” 干扰。

DCS1800MHz 频段发射单元的信号处理过程与 GSM900 相同，只是工作频段不同而已。

4 ）频率合成器单元

   该单元与 FM 电台中采用的频合器相类似，主要差别在于增加了 AFC 电路。

四、接收单元电路设计

在满足技术要求的前提下，可以有几种不同的接收机 RF 解决方案：

1 ） 3 次变频方案：采用此法频率合成器实现复杂，中频频点多，容易产生    组合干扰，一般不采用。

2 ） 2 次变频方案：为简化电路，第 2 中频频点选取手机的基准时钟频率   13MHz 或其 2 分频 6.5MHz 。这种方案在早期的接收机中广泛采用。例：摩托罗拉 GC87 、诺基亚 8110 、爱立信 GH ／ G5388 、摩托罗拉 8200 。该方案复杂程度适中，而且还可获得高的选择性，中频放大器的增益分配比较容易实现，不易产生自激。

3 ）一次变频方案：随着 IC 器件和 SAW 滤波器指标的提高，这种方案在目前的手机电路中广泛采用。它可以简化电路，从而降低制造成本，而选择性指标仍可满足技术要求。目前许多双频手机采用了这种方案

4 ）零中频直接解调的方案：因为目前 AD 变换器和 DSP 的技术水平还不能满足实时处理数百 MHz 高频信号的要求，而且噪声、选择性和功耗指标也难以保证，所以，在目前采用这种方案是不现实的。

1 ．计算理论灵敏度和估算实用灵敏度

根据噪声功率的计算公式：   PN ＝ K•T•B  (w)

上式中： K 为波尔兹曼常数，其值为： 1 ． 38 × 10-23 ； T 为工作温度 ( ° K) ，一般取常温 3000 ° K (27℃ ) ； B 为带宽 (Hz) ，对于 GSM 体制，取 200kHz 。

结果为：噪声功率： 10lgPN ／ 1mW ＝ 10lgPN 十 30 ＝一 121dBm

上述计算结果为在理想情况下的噪声功率，在实际应用中，还要考虑前端失配的影响 ( 约 1dB) ，收发隔离器的影响 ( 约 2dB) ，接收机 NF( 约 2dB) ，基带部分的解调门限 ( 约 9dB/RBER ＜ 2 ％＝。基于上述考虑，我们可以估算出实用灵敏度约为：

          实用灵敏度＝ -121 十 1 十 2 十 2 十 9 ＝ -107dBm

对于 DCSl800 频段，它的实用灵敏度约为： DCSl800 频段的实用灵敏度＝ -121 十 2 十 2 十 3 十 9 ＝一 105dBm

2 ．下行链路接收机增益分配计算

ETS GSMll ． 10 技术规范中要求手机的参考灵敏度为 -102dBm/RBER ＜ 2 ％   (GSM900) 和 -100dBm ／ RBER ＜ 2 ％ (DCSl800) 。从生产的角度考虑手机的设计者应将该项指标略为提高，可分别选为 -106dBm 和 -104dBm ，将模拟 I ／ Q 路单端输出的交流电平值设计为 500mVpp(177mV 有效值 ) ，这样，整个 GSM 接收通道的电压增益为：

           GP total ＝ 20lg{177 ／ 2241g -1(-106/20)} ＝ 201g (177 ／ 0 ． 00112) ＝ 104dB

各单元增益分配的结果如下 ( 已包含 SAW 滤波器 ) ：前端 LNA 放大器为 16dB ，第一混频器为 8dB ， IF 放大器和解调器为 80dB(AGC 控制范围约 70dB) 。

对于 DCSl800 频段，由于工作频率的上升， RF 前端的噪声系数和增益指标会变得差一些，这时接收机各单元的增益分配如下： LNA 的增益为 14dB ，第一混频器为 8dB ， IF 放大器和解调器增益为 80dB ，整个 DCS1800 接收通道的增益为 102dB 。

3 ． LNA( 低噪声放大器 ) 技术要求

1 ） NF ：   1 ． 5dB 一 2 ． 5dB

2 ） GP ： 15dB--20dB ， LNA 一般由一级放大器来完成，其增益不能太高，否则，整机抗阻塞和互调指标难以达到。

3 ）功耗： 4mA ― 8mA(FET 管 ) ， 1 ― 2mA( 双极型管 ) 。

4 ）具有键控式 AGC 控制功能 ( 通过偏置控制来实现 ) 。

5 ） LNA 的 NF 、 CP 和输入、输出阻抗匹配对于收机整机指标将产生决定性的影响。

4 ．第 1 混频器技术要求

1 ）要采用 RF 平衡输入， IF 平衡输出的有源混频器，以提供足够的增益，降低串话的干扰。

2 ）噪声系数： 6dB--8dB ， GP ： 8dB

3 ）本振电平： -5dBm ― 0dBm ，过高的本振电乎会产生手机功耗加大， EMC 性能变差的问题。

5 ．第 1 中频频点和 IF SAW 滤波器选择时应考虑的因素

1 ）高阶组合干扰频率点数越少越好，有利于抑制镜像干扰频率（选高本振、高中频）；

2 ）同时兼顾 GSM900 和 DCSl800 频段的要求；

3 ） IF 频率点选得过低时，易产生本振干扰有用信号； IF 频率点选得过高时，中放增益难以保证，易自激、不稳定；

4 ） IF SAW 滤波器的技术指标，一般 IF 频点在 200MHz ― 400MHz 之间选取；

5 ） IF SAW 滤波器插损小于 8dB 、带宽 200kHz

6 ．中频放大器设计技术要求

1 ）功率增益：约 70dB ；

2 ） AGC 可控范围：约 70dB 、步进间隔 2dB ， AGC 的控制范围和控制斜率会影响手机的越区切换；

3 ）双端输入阻抗能与 IF SAW 滤波器的输出阻抗相匹配。

7 ． I/Q 正交解调器设计要求

1 ）平衡输入、输出；

2 ）输出直流偏置电平： 1V ，交流电平： 1Vpp ；

3 ） I/Q 路输出幅度乎衡：土 1 ． 5dB ， I ／ Q 路输出相位平衡：小于 4 。

4 ）具有差分直流偏置校正功能。

五、发射单元方案设计

发射单元可以采用几种不同的电路方案：

1 ）采用双中频：该方案的优点是选择性指标容易保证，带外抑制指标比较高，频差 Fe 和相差 Pe 指标比较好，缺点是 PLL 要复杂一些，易产生互调干扰。

2 ）采用单中频：这种方案的优点是 PLL 电路简单，不易产生互调干扰， Fe 和 Pe 指标比较好，缺点是选择性指标比采用双中频的方案要差一些。

3 ）采用直接调制到 RF 的方案 ( 即无中频 ) ：该方案的优点是电路简单，缺点是选择性指标比较差， Fe 和 Pe 指标难以保证。

4 ）末级 Tx ― VCO 采用上变频：其优点是电路相对简单，缺点是 Fe 和 Pe 指标稍差。

5 ）末级 Tx ― VCO 采用 PLL ― VC0 ：其优点是 Fe 和 Pe 指标容易保证，缺点是电路要相对复杂一些。

6 ）采用开环控制的 PA ：此方案的优点是可以省去定向耦合器、功率检测和比较电路，外围电路相对简单一些。该方法的缺点是要在 PA 的供电回路中采用一个大电流 (1dmax ＞ 6A ) 的 MOS 开关管 ( 其作用是相当于一个有源降压电阻 ) ，而该管在使用中的故障率比较高，从而造成手机无法开机的故障。

7 ）采用闭环控制的 PA ：优点是 PA 直接和电池连接，而不用 MOS 管，故稳定性、可靠性比较高，缺点是需要用定向福合器、功率检测和比较电路，电路要复杂一点。

8 ）采用发射单中频，末级 TX ― VC0 采用 PLL ― VC0 ， PA 闭环控制的方案较为理想。

1 ．中频正交 I ／ Q 调制器技术要求

1 ）中频频点选择 200MHz ― 400MHz 之间；

2 ） I/Q 输入直流偏置电平： 1V ― 1 ． 5V ， I ／ Q 输入交流电平： 1Vpp( 平衡输入 ) ；

3 ）调制后， I 、 Q 路的幅度平衡度小于土 0 ． 3dB ，相位平衡度小于 4 。；

4 ） F 输出电平： 0dBm ― 5dBm 。

2 ． RF 变频器和 PA 设计技术要求

1 ）供电电压： DC ： 3 ． 1V--4 ． 5V( 标称工作电压： DC3 ． 6V) ；

2 ） RF 变频器本振电平：― 3dBm-- 十 3dBm ；

3 ） PA 效率： PAE(power  added efficiency) ： 45 ％― 50 ％， APC 控制方式：闭环检测控制；

4 ）调制频谱、开关频谱、功率等级指标均应满足 ETS GSMll ． 10 技术规范中的要求；

5 ） PA 输出 I ／ Q 幅度平衡度：   土 0 ． 5dB ，相位误差均方根值：＜ 5 ，峰值＜ 20 ；

6 ） PA 最大射频输出功率：考虑到后面的定向耦合器和收发隔离器的影响，对于 GSM900 四类机应能达到 35dBm ，对于 DCSl800 二类机应能达到 26dBm 。

六、频率合成器设计

基于前面的考虑，收发信机均采用一次变频技术获得较高的性能价格比。在采用这种方法的条件下，又有下面的几种方案可供选择： GSM900 和 DCSl800 两频段的收发信机采用不同的中频频点：缺点是 PLL 电路复杂，两频段的中放部分不能共用，一般不宜采用。在同一频段内 ( 同在 GSM900 或 DCSl800) 接收中频和发射中频采用不同的频点：采用此法 PIL 电路和控制相对复杂一些。 GSM900 和 DCSl800 两频段的收发信机共用中频部分：采用此法可使电路简化，降低成本，提高可靠性。 在不同的频段内，收发中频频点均相同：采用此法的理论依据是 GSM900 ／ DCSl800 均采用 TDMA 体制。采用该法可使整个 PLL 电路和控制最为简单、实用。

1 ． IF 和 RF 频率合成器鉴相频率的选择

因为 IF 是一个固定的频点，故 IF 鉴相频率可取得比较高，可在几百 kHz 到几 MHz 之间选择，以提高 IF 频率合成器的频谱质量。 RF 频率合成器的鉴相频率应不大于信道载波间隔，对于 GSM 而言，鉴相频率可取 200kHz( Δ CH) 或 100kMz(0 ． 5 Δ CH) ，一般取 200kMz 。

2 ．锁定时间

根据 GSM 通信体制的要求，锁定时间需同时满足下列两个条件：

1 ）按帧 ( 时隙不变 ) 进行跳频，跳频速率： 217 跳 / 秒，根据 GSM TDMA 的帧结构，要求 Tlock ＜ T 帧― T 时隙＝ 7 时隙长＝ 7 × 0 ． 577=4ms 。

2 ） GSM 技术规范中要求，具有相同帧号的上行帧和下行帧之间，在时间上相差 3 个时隙 ( 上行帧滞后 ) ，同时要求手机能在这三个时隙的时间内，进行信道的切换和调谐，故锁定时间应满足：

          Tlock ＜ 3 时隙＝ 3 × 0 ． 577 ＝ 1 ． 73ms

综合起来， RF 频率合成器的锁定时间应小于： 1 ． 73ms

七、 GSM900 ／ DCSl800 双频手机 RF 部分解决方案的方框图

 

 

下面为关于图 2 的几点说明：

1 ）接收机采用一次变频方案， LNA 的 AGC 控制采用键控控制方式，即通过控制 LNA 的偏置电流来实现。 GSM900 和 DCS1800 这两个频段的接收部分仅是 RF 调谐器不同，中频以后的部分相同。

2 ）发射单元采用一次变频方案， GSM900 和 DCSl800 两频段在 IF 之前的部分是相同的。采用了 PLL 控制发射 VC0 的方案，该方案比上变频的方案能获得更好的频率误差，特别是相位误差指标。

3 ）为简化电路，可使发射中频等于接收中频，其值根据具体情况可在 200MHz ― 400MHz 之间选取。

4 ）为使双频段调谐器的 VC0 易于实现 GSM900 的第一本振采用高本振，而在 DCS1800 频段则采用低本振。第一本振的工作频率可用下式来计算：

           E ― GSM900 接收状态： 925 十 FIF--960 十 FIF MHz

           E-GSM900 发射状态： 880 十 FIF ― 915 十 FIF MHz

           DCSl800 接收状态：   1805-FIF ― 1880- FIF  MHz

            DCS1800 发射状态：   1710-FIF--1785 ― FIF  MHz

           上式中 FIF 代表中频频率。

5 ）为保证手机的 EMC 性能和降低功耗， LNA 、接收中频放大和解调、调制器、 PA 、 PLL 、 TX ― VC0 这些单元的供电宜采用单独的电源供电。

3 ．手机的相关技术

3.1 GSM 手机接收设计的关键技术

GSM 的接收机包括天线、 LNA 、下变频、解调、解码和 D/A 等。由于现代通讯机的集成度较高，一般从下变频开始都主要由 IC 厂家完成。并且，对于 GSM 接收机而言，设计难点主要在 LNA 的设计和 VCO 环路的设计。因此，本文仅仅介绍在 GSM 手机的设计过程中， LNA 和 VCO 的考虑。

LNA( 低噪声放大器 ) 的设计是以整机在尽可能大的信号范围和尽可能复杂的信号环境中都能够良好的接收基站下行的信号为原则的。 LNA 设计的好坏反映在指标上就是在变化的环境下的灵敏度、线性度和动态范围。

由于现在的 GSM 手机 LNA 一般都集成在下变换器内，所以一般情况下，如果选定了下变换器就选定了 LNA 。则 LNA 的设计就变成了 LNA 输入电路的设计。手机灵敏度一般用相对于 BER （误码率）的信号电平来表示。由于中频和基带对整机灵敏度的影响是相对固定的，所以这个电平值和灵敏度是一一对应的。而且，由于 GSM 手机传送的是数字化信号，所以 BER 更能反映整机的接收性能。

影响灵敏度的主要因素有二： 1 ）从天线到 LNA 输入电路的信号衰减； 2 ）从天线到 LNA 输 入电路的引入噪声。如果中频和基带是理想的变换器，则前端信号的衰减不会影响灵敏度。但是任何一个实际的系统都是非理想的，所以前端信号过大的衰减都会降 低灵敏度。降低前端对信号的衰减需要做电平匹配。而减小前端的引入噪声需要做噪声匹配。在绝大多数情况下，电平匹配点和噪声匹配点不是同一个点。它们有各 自独立的响应函数，所以要在这两项指标之间寻求到一个平衡点。具体插入损耗多大，引入噪声优化到什么程度才可以接受，决定于系统设计。

像所有的接收机一样，线性度非常的重要。如果接收机的线性度太差，就会产生很多的交调频率分量。如果这些交调分量的一项或多项落在接收的通带内，则这些信号很有可能将接收机推离正常工作状态而使得整机接收能力下降或无法工作。

线性度可用谐波抑制比和交调抑制比来表示。各种器件和不同的器件组合方式对谐波抑制比和交调抑制比的响应是不一样的。同一器件或同一组合在不同的频率范围其谐波抑制比和交调抑制比也是不一样的。一般来说，有源器件的线性度最差，高 Q 值的器件线性度较差。所以，在实际设计时，都需要建立对应的电路模型来优化，使整个系统的谐波抑制比和交调抑制比限制在一定的范围内。

如果信号的强度超出了接收机的动态范围，接收机会被强信号阻塞 , 使整机的性能下降或无法工作。 GSM 标准要求信号的范围是从 -102dB 到 -48dB 。在实际情况下，动态范围有可能更大。虽然 LNA 器件本身有一定的自适应能力，但是，这样大的动态范围如果仅仅依靠 LNA 电路的自适应来调节，则会大大提高接收机的成本。在实践中，都是采用软硬件结合的方式。即在 LAN 的输入后加入可编程的衰减器。当输入信号过强，则自动打开衰减器。

除了在标准条件下的灵敏度、线性和动态范围的仿真外，由于 GSM 手机的工作环境条件变化比较大，还需要做不同条件下，器件或模块的灵敏度、线性和动态范围的灵敏度分析。使得整个系统在各种不同的条件下都能良好的工作。在做这些分析时关键是建立合适的仿真模型。对相关理论有良好的理解并具有相关的经验是建立合理的模型的基础。

在实际的物理电路分析时，建议先逐级分析。再将各个部分级连做系统优化。即先对各个部分做特性分析，在此基础上，再将各个部分级连起来做总的特性分析。这样可以避免过多的变量。可以有效的降低难度和节约时间 .

如果总的特性不能符合要求，则需要重复前面的过程，直到符合要求为止。

噪声、电平匹配、线性度及对应的灵敏度分析方法类似。唯一不同的是在做不同特性分析时，需定义不同的因变量和自变量。

除了电路传导特性的分析以外，辐射分析和热分析也必不可少。

在 PCB 板上完成了设计之后，最好再做一次在线仿真，以确保设计质量。

从原理上说， VCO( 压控振荡器）的设计非常简单， VCO 的基本功能是产生一个载波。只要振荡器有足够的可调带宽来覆盖所有的频率范围就足够了。要做到一个能 “ 跑 ” 的 VCO 环路是非常容易的。但在实际应用上，往往对 VCO 的特性有很多具体的要求。这些要求往往会要求将调谐范围限制在更小的范围内。为了能确保 VCO 能工作，往往要求 VCO 的 频率覆盖范围更大一些，但是这样做会增大压变电容至槽路的耦合，过大的容性耦合会严重的降低槽路的品质因数。所带来的结果是更大的相位噪声；对调谐端噪声 的更高的灵敏度；压变电容两端过大的电压范围；降低了启动灵敏度；长的响应时间等，给环路滤波器的设计带来困难。所以很宽的调节范围在实际设计中是不可取 的。要做到一个各项技术指标都符合要求的 VCO 环路并不容易。

GSM 手机的调制方式是最小频移键控 (GMSK) 。我们知道，最小频移键控能最大限度的利用频率资源，当然，随之而来的问题是，这种信号对相位干扰非常敏感。所以，在 GSM 手机的 VCO 的设计中， VCO 的相位噪声特性是设计的关键。较大的相位噪声的直接后果就是 BER 的的恶化。

由于相位噪声和邻信道干扰信号混频也能产生中频信号，如图 4 。而且在实际使用中，邻信道干扰可能比载波信号高出 70dB 以上 , 假设现在接收机的灵敏度是 -102dBm, 邻信道干扰的电平为 -30dB, 则如果载波信号的强度大于 90dB 的话，必须保 障手机能正常工作。要做到这一点，小的 VCO 环路相位噪声是关键。

    在 VCO 的设计中，有两个方面的噪声源必须考虑：

1 ）固有相位噪声：虽不可消除，但可减小。因为 VCO 的 锁定就建立在有相位差异的基础上；它是一种动态的或者说是平均的锁定。一般情况下，振荡器对控制电压越灵敏，固有相位越小。但是，如果对控制电压太灵敏则 会导致控制环路振荡。所以在实际设计中，往往要在二者之间求得一个平衡。固有噪声的另一个来源是，参考时钟。因为参考时钟也有相位噪声，这种噪声必然会反 映到 VCO 环路中。

2 ） 散射噪声，这是载流子在导体中或半导体中做布朗运动产生的。散射噪声与电流有着密切的关系。散射噪声会引入频率调制的边带噪声。散射噪声也会随着调节范围 的增加而增加。热噪声的增加有可能超过振荡器的固有相位噪声。所以在实际设计中要严格控制环路电流，以达到控制散射噪声的目的。

由于 GSM 手机的接入模式是 TDMA 方式，这样 VCO 的工作在时间上是不连续的。实际上接收机只有 1/8 的时间处于接收状态。这种工作方式对 VCO 的启动和停止的要求很高。而且，在启动和停止的时间沿上，电路的工作状态要在很短的时间内发生剧烈的变化。因此 VCO 的仿真难度较大，设计的成败更多的依赖于设计师的经验。故在 VCO 的设计中，要仔细地考虑环路中每个器件的影响：由于分布而产生的分布电容和电感对振荡频率的影响在设计时必须加以考虑。分布元件常常造成设计频率难以预计的偏移，以至于产生较大的频率误差。所以，在设计时 VCO 的仿真精度相对于其他部分的电路应高一些。一个较好的方法是尽量使用在线仿真。

设计到什么程度才算是性能良好呢？一个性能良好的 VCO 应具备以下特性：正确的起振特性、足够的频率范围、无需微调、严格控制的电流消耗 , 以及不受温度和电源电压波动的影响等。在 GSM 手机的设计中，最后两项指标的要求相对于一般的收发信机的要求要高一些。其原因是， GSM 手机的发射功率较大，机内温度变化较大； GSM 手机是以 TDMA 方式工作的，电源的波动很大。

技巧：在设计时可以用 PCB 线条来微调 VCO 的外接电感 , 往往可以得到很好的效果。

    和 LNA 的设计一样，在完成了 VCO 的仿真计算之后，最好是能做在线仿真。以确保设计质量。图 5 是一个实用的 VCO 环路的电路图，在这个图中，所有器件的参数都是经过了仿真、灵敏度分析和实测确认这样过程得到的。

    手机接收的设计内容当然不止在本文中提到的这些。在一个完整的项目设计中，设计师所要面对的问题远比这里介绍的更多 , 更繁杂。但是只要按照本文提到的设计思想和原则来设计，就能得到较好的接收指标。本文所介绍的设计方法和设计实例都在我们的设计和生产实践中得到了广泛的应用。相关产品的性能也得到了相关测试机构和用户的好评。

3.2 GSM 手机发射设计的关键技术

GSM 的发射机包括天线、功率检测、功放、低通、预放、带通、上变频和数据滤波等。实际上很多发射机采用二次变频，其原理和一次变频一样，但性能更好一些，这里只介绍一次变频。由于发射机的功率较大，其集成度不如接收机高，所以每部分都需仔细考虑。

    功 率检测器是用来将发射机输出的信号耦合一部分并转换成电平。将此电平信号送到功放的输出功率控制模块作为输出功率控制的参考。功率检测器的特性没有统一的 标准，但是为了降低软件的计算难度和提高控制精度，功率检测器的功率电平响应特性最好是线性或能用简单函数表示的函数。原因是在做整机功率矫正时并不是逐 个信道进行的，而是只做一些特定信道的矫正，其余信道的矫正参数是根据功率检测器的响应函数推算出来的，如果功率检测器的曲线很复杂，就会导致很多频道的 输出功率不准确。功率检测器有现成的器件可以采用。但是一般情况下，为了降低成本都采用微带耦合线来做。微带耦合线的线性度虽然不是很好，但它的可预测性 是可以接受的，而且成本较低，板级处理比较灵活，因而得到了广泛的应用。

    功率检测器的设计一定要先软件完成。一旦对应部分的软件设计完成，这部分电路将不能再改动，这一点在实践中要特别注意。

功率放大器是 GSM 手机的最终功率输出器件。由于便携机本身的特点， GSM 手机的功率放大器不要求很高的线性，但是要求高效率。功率放大器的设计要求主要表现在三个方面： 1 ）效率的要求； 2 ）时间上的干扰要求； 3 ）频率上的干扰要求。虽然在标准中没有对效率提出很高的要求，但是由于效率直接和电池的使用时间联系在一起，在其他条件容许的情况下，一般都尽量的提高效率以延长使用时间。

    在 TDMA( 时分多址 ) 通信系统中，如 GSM900 、 DCS1800 和 PCS1900 中，为了有效地利用频率资源，都是在时间上把一个载频划分成不同的几个时间段，每个时间段分配给一个手机。在 GSM 系统中，是将每一个 200KHz 的载频划分为 8 个时间段 ( 时隙）。

    为了不干扰其他时隙上的用户，要确保每个发射机只在自己的时隙上发射，所以要求每个发射机只在自己的时隙到来时开启，自己的时隙结束时关闭。

但 是，在发射机开启和关闭时，会在短时间内产生广谱干扰。关闭或开启的时间越短，这个干扰的频谱越宽。宽频干扰能对其他信道上的手机产生干扰。为了减小这种 干扰，要求发射机的开启和关闭时间尽量长。但是，每个发射机都有自己的时隙，不可能无限延长开启和关闭时间。这样就必须在时间和频率之间求得一个平衡。为 此目的，在 GSM 标准中，规定了发射机的时隙模板。

     实际上，发射模板是可以用软件来调节的，可以比较方便的调整时域和频域之间的平衡。并不是发射机的输出轨迹满足了模板就可以了，还需要验证开关频谱是否在要求范围之内。常有的情况是：模板符合要求，但开关频谱并不符合要求。但是 POWER RAMP （功率轨迹）是可以用软件调整的，如果电路设计合理，一般情况下，都可以使两者符合要求。在实际生产中为了提高效率，只测量常温下的 POWER RAMP 和开关频谱，但是 GSM 标准要求在高低温 (50℃ ～ -10℃ ）都符合要求，这就需要在设计时做好灵敏度设计，使得在常温下的测试指标限定在一定的范围之内，就可以保证 POWER RAMP 在高低温时都符合要求。

GSM 发射机一般工作在大信号状态，如果功放的输入超出了 PA 的动态范围，则会产生较强的杂散辐射，建议在设计时对动态范围留较大的余量，以保证成品率。 GSM 发射机在发射时会产生大量的热量。温度变化会对半导体器件的特性产生很大的影响。会引起 PA 效率下降，线性度下降，动态范围减小，输入电容增大，热噪声上升。在实际设计中，要充分考虑这些因素，最好的办法是尽快的将产生的热散发出去，所以电路设计必须和热分析同时进行。

PA 工 作在大信号状态，因此端口一定要匹配，如果端口失配，不仅造成电路性能下降，同时会产生大量的热能。器件温度升高常常使器件的性能进一步下降，形成一个恶 性循环。故而在功放电路设计中必须保证整个放大器的输入输出端得到良好的匹配，同时保证放大器工作在绝对稳定状态，以防止外部因素的变化而导致功放自激或 特性严重恶化。射频电路的匹配同时存在于源端和负载端，所以源端和负载端都要求绝对稳定。当然最简单的绝对稳定的手段是在响应的匹配网络加入电阻。但是实 践中并不推荐这样做。因为阻性器件要消耗功率，而且产生大量热能。所以在实践中推荐使用 LC 器件来调节稳定圆的位置。

在器件厂家的规格书中都会给出功放 IC 的输入输出的等效阻抗，根据这一阻抗做到共轭匹配即可，另外，在一个通带内的匹配一定要保证电感和电容是等 Q 值。 否则，匹配只是在一个频率点上，而不是整个通带，从而导致整个系统性能的恶化。真正的匹配只存在于中心点，在大部分区域都是失配状态，当然，完成匹配设计 后，对于功放部分要进行热分析，如果常温下电路分析特性良好，但是热分析不良，则需要重新设计，一定要保障功放充分的散热，使温度变化对接收机等的影响要 在可接受的范围之内。

GSM 手机发射机上常用的滤波器有三种： 1) 介质滤波器； 2) 分离元件组成的 LC 滤波器； 3) 分布参数组成的 LC 型滤波器。

介 质滤波器以其良好的幅频特性、很高的温度稳定信号和小的体积在实践中得到广泛的应用。但介质滤波器缺点是前后级的隔离度较差，给设计者提出了较高的要求。 要求设计者在设计时要非常仔细地同时将滤波器的各个端口匹配好。如果输入输出任何一端没有匹配好，那么另一端口是不可能匹配好的。同时，介质滤波器对接地 有严格的要求，在实践中必须严格遵守厂家的要求。为了确保介质滤波器在电路中能良好的工作，在实践中将这部分电路抽出单独设计、单独测试。

LC 滤波器是应用最广泛的滤波器之一，其设计方法为广大工程师熟悉。这里不再介绍如何设计 LC 滤波器。这里介绍器件特性在微波波段的变化，以变化的眼光来看待微波器件是微波波段设计的基础。

LC 厂家提供的数据手册上注明的器件的电容电感值都是相对于一定的频率的，常见的都是在 2MHz 的频率下的测试值，这样做的原因是任何物理器件都不是理想的，不论是电容、电感或电阻都包含电容、电感和电阻三种分量。同一个器件在不同器件下可以表现为电容、电感和电阻。电容的有效容值是频率的函数，在 1.8GHz 左右其有效容值是 0.75GHz 时的 10 倍，但不能椐此说在 1.8GHz 时可用 10pF 的电容来代替 100pF 的电容 , 因为这时电容的 Q 值很低 , 是一个很不理想的电容，在频率大于 1.8GHz 时此电容表现为电感。所以在物理电路中，在一定条件下可把电容当作电感来使用，这就是说在一个物理电路中一个器件的实际作用可以和它的名称不同的。所以，要理解任何一个器件在电路中的作用，必须在具体的电路环境中去考虑，基于上述的原因，就可以设计 LC 滤波器电路。实际上，普通的电容电感在 GSM 频段上，其 Q 值较低，分离器件的 LC 电路更多的是用来做阻抗变换。在设计具体的变换电路时，如没有特别的要求，必须遵守等 Q 原则。

由于分布参数组成 LC 型滤波器虽然成本性能都不错，但是由于要占用较大的 PCB 面积，所以在这个频段很少当作滤波器来使用。但是，如果要完成信号平衡－不平衡变换或定向耦合器，建议使用分布参数滤波器。并且用带状线来做。如果用微带线来做，隔离度会很差。 S23s 是微带线平衡输出端的隔离度；用带状线构成的平衡－不平衡变换器特性很好；而用微带线构成的平衡－不平衡变换器隔离度只有 -10dB ，这在实践中是不可接受的。

前置放大器和功率放大器虽然都是放大发射信号的。但是，由于它们在电路中的位置不同，对它们的要求是不一样的。在 GSM 手机中，对 PA 更多的是要求其高效率，以延长电池的使用时间。对预放而言，则对其要求是：在保证线性的前提下，提供功放级足够的推动功率。现在的 GSM 发 射机预放一般情况下都集成在上变换器内，对整机设计者而言，预放电路的设计就是外部适配电路的设计。随着集成电路技术的成熟，降低电路的噪声和提高动态范 围，预放级的输入输出都采用差分输入和输出。但是，功放级电路都采用单端输入输出。这样必然存在平衡－不平衡的变换。在设计实践中，如果 PCB 板有足够的空间，建议用微带线设计变换器。这样在性能、成本和成品率都能达到满意的效果。

为 了节约时间和减少工作量，在仿真时建议采用各级单独仿真的办法。各级设计完成之后最终是要级连起来的。设计师在实践中一定会发现；各级分开仿真或测试时性 能都很好，一旦级连起来整体特性会大大下降。造成这种结果的原因是：由于我们在仿真或测试时都采用标准的纯阻性负载。滤波器的特性就是不同信号通过同一电 路时，电路由于对不同的信号表现不同的阻抗，信号在各级电路之间多次反射，从而实现不同的传送比和反射比实现的。在对各级单独仿真或测试时，都使用标准的 端口阻抗。而在实际电路中，各级的阻抗基本上都不是标准的阻性端口。

解决这个问题有两个方法： 1 ）在各级之间插入隔离电路，使得反射信号被隔离电路吸收，不会馈到其他电路； 2 ）各级仿真完成后，把各级连接起来再做二次仿真和优化而使系统特性达到最佳。这两种方法各有特点：第一种方法优点是：概念清楚、所需时间较少 , 复杂性较低。只需做各级单独仿真或测量就可以准确预测系统特性。缺点是要占用较多的 PCB 空间、使用较多的器件，降低了系统的可靠性。第二种方法优点是：电路结构精简，使用较少的器件和 PCB 空间；电路的可靠性较高。缺点是仿真测试难度较大，对设计师的专业能力要求较高，有可能得不到最佳结果。在实践中究竟采用哪种方法。设计人员可根据自己的实际情况选择。二者必择其一。

和接收机的设计一样，为了确保设计质量，在完成了各级的设计之后，要进行系统特性再确认；同时要做灵敏度分析和热分析。在任何条件下，如果系统特性不符合要求，则要重新设计。

和接收机相比，发射机的设计难度更高一些。主要表现在发射机是大信号，低集成度。设计师要动手设计的内容更多。在一个完整的项目设计中，设计师所要面对的问题要比这里介绍的更多更繁杂。但是按照本文提到的设计思想和原则来设计，就可以得到好的发射指标。

3.3 CDMA 移动台接收机的实现研究

摘要：介绍了 CDMA 系统中移动台接收机的主要技术，设计并实现了 CDMA 系统中移动台的捕获跟踪、 RAKE 接收和自动频率校正等模块。

关键词： CDMA 捕获 跟踪 RAKE 接收 自动频率校正

现行的移动通信系统基本是蜂窝移动通信系统。蜂容移动通信系统经历了几代发展。第一代是采用频分多址（ FDMA ）的模拟蜂窝移动通信系统，如美国的 AMPS 、英国的 TACS 系统等。第二代基本是采用时分多址（ TDMA ）的数字蜂窝移动通信系统，如美国的 AMPS 、欧洲的 GSM 系统

随着 IS-95 标准的颁布，扩频通信技术广泛应用于移动通信和室内无线通信等各种商用应用系统，为用户提供可靠通信。目前， CDMA 技术已被广泛接受为第三代移动通信系统的主要技术。

1 扩频序列的同步

同步技术历来是数字通信系统的关键技术。同步性能的好坏直接关系到扩频系统性能的优劣。直扩系统只有在完成扩频序列的同步后，才可能用同步的 PN 序列对接收的扩频信号进行相关解扩，把扩频的宽带信号恢复成非扩频的窄带信号，以解调出传送的信息。扩频信号的同步分为两个阶段：初始捕获阶段和信号初始捕获后的跟踪阶段。捕获是粗同步过程，而跟踪是细同步过程。

1.1 扩频序列的初始捕获

跟 踪单元的工作范围有一定限度，被称为捕获带。扩频序列的捕获是指接收机的开始接收扩频信号时，调整和选择本地扩频序列的相位，将收发机扩频序列的相位差调 整至捕获带内，在跟踪单元开启前，获取扩频序列的粗同步。从原理上讲，匹配滤波器或相关器结构是建立初始同步的最佳方法。匹配滤波器可以在中频实现，也可 以在基带实现。在中频上多采用声表面波抽头延迟线（ SAWTDL ），一次完成解扩解调。匹配滤波器的基带实现方法是直接对接收信号以码片速率采样，然后采用数字方式匹配。匹配滤波方法的实质是一种并行捕获方案，可以对伪随机序列进行快速捕捉。但实现起来需要多个并行的支路，硬件过于复杂，故适用于突发通信、无线局域网等场合中短周期 PN 序列的捕获。在 CDMA 系统中，短 PN 序列周期为 2 15 ，长 PN 序列周期为 2 42-1 ，并不适合使用并行捕获方案。因此， CDMA 系 统适于采用基于滑动相关的串行捕获方案。从些实际的考虑表明：只要初始频率误差比较小，在获得准确相位和频率同步之前，首先获得扩频序列的时间同步是比较 合理的。捕获过程通常在载波同步之前进行，载波的相位是未知的，所以大多数的捕获方法都是用非相干检测。单积分滑动相关捕获系统如图 1 所示。相关器将本地 PN 序列与接收到的信号相乘即进行关运算，然后再积分，求出它们的互相关值。将互相关值作为一次观测得到的检测变量，由检测变量依照一定的检测方法对定时假设进行检验（通常是与门限进行比较）。若假设获得通过，则完成扩频序列的捕获，否则控制本地 PN 序列发生器向前或向后滑动一个码元，再对下一个定时假设进行检验。

影响捕获性能的主要因素是积分区间长度、同一相位上的观察次数、检测方法以及用来和相关器输出进行比较的门限等。

1.2 扩频序列的跟踪

一 旦扩频序列的捕获完成，初始搜索过程即停止，开始精细的同步和跟踪。由于无线信道多径衰的影响，移动台和基站的相对运动以及时钟的不稳定，校正过程必须不 断地进行。跟踪环路不断校正本地序列发生的时钟相位，使得本地序列的相位变化与接收信号相位变化保持一致，以实现对接收信号的相位锁定。扩频序列跟踪环路 的定时误差估计利用扩频序列自相关函数的偶对称特性实现，并根据该位差产生能减小该相位差的控制信号，保证本地序列相位变化与接收信号一致。跟踪环路通过 迟早门实现，结构图如图 2 。本地序列发生器产生超前和滞后 Tc/2 的两路 PN 序列，分别与接收信号共轭相乘并在 N 个码片时间内累加，相关的结果送给定时误差估计单元，得到定时误差估计值。

2 RAKE 接收

在现代移动通信系统中，为克服移动信道多径衰落对信号的影响，一般采用 RAKE 接收技术。由于前向信道含有导频信道，因而移动站接收机可采用相干 RAKE 接收模型。

3 自动频率校正

由于发射机和接收机的相对运动以及时钟的不稳定，接收机本地载波与接收到的信号载波频率间存在频率误差，即使用信道估计得出的参数来进行最大比合并，接收机的性能也会随着频差的增大而下降。可以采用自动频率控制技术对这个频差进行补偿，保证接收机正常工作。

在自动频率控制环路中，可以用最大似然函数来估计载频偏差。这种估计应在具有最大信噪比的信号上进行，因此 RAKE 接收机采用最大比合并方式，合并后的判决变量 V （ k ）具有最大的信噪比。选择合适的 RAKE 接收机对导频信道解调的积分区间 TE, 使在积分区间中，信道衰落因子近似不变。

一般希望在解调业务信道上的数据时，信道参数估计不受较大的频率偏移的影响，这样才可保证良好地接收话务信息。因此，需在业务链路建立之前就进行频率校正。在 CDMA 系统中，导频在 CDMA 前向信道上是不停发射的，导频信号的存在为实现这一目标提供了可能。导频信道的等效基带信号同样存在着频率偏差，故可以从中取频差Δ f 。

4 移动站接收机的 FPGA 实现

移动站接收机要实现的功能有导频信道伪随机序列的捕获、跟踪和定时；同步信道的接收；实现系统同步；寻呼信道的接收；业务信道的接收。为实现以上功能，移动站接收机可由 A/D 转换、 RAKE 接收、 PN 捕获、定时跟踪和自动频率校正（ AFC ）等基本模块组成。

4.1 导频捕获单元 FPGA 实现

移动站接收机捕获单元框图如图 6 所示。捕获单元在一个码片时间内完成 32 个相位的相关运算，以 1/2chip 为步长在 16chip 范围内搜索相关峰，对 I 、 Q 两种相关的结果进行平方和运算，得到解相关输出信号的能量。 PN 码发生器 2 产生用于搜索相关的 I/O 路 PN 码。比较搜索单元比较 32 个相关值中的最大值，存储该最大值对对的相位以及 PN 码发生器 2 的初始状态，用于搜索所的 PN 相位后使系统与导频信道同步。 PN 码姓器 1 在每次相关的过程中向前跳跃 16 个状态，同时在每次 32 个相位相关之前将发生器的状态置入 PN 码发生器 2 ，从而实现每次能搜索新的 32 个相位，直到 32768 × 2 个相位全部搜索完毕。

4.2 RAKE 接收机及自动频率校正单元的 FPGA 实现

跟踪单元中定时误差的估计可直接利用信道估计的结果， AFC 模块根据 RAKE 的合关结构估计频偏，因此实现时把跟踪、 RAKE 接收和 AFC 合在一起考虑。定时跟踪单元根据捕获到的 PN 码相位设定接收机工作窗的位置。 RAKE 接收机完成最强径信号的解扩接收，同时利用搜索相关器，在对工作窗内各径动态搜索的同时，获得最强径超前和延迟半个码片的两路信号的相关能量，两路相减形成误差信号，跟踪环路根据误差的大小对数据延迟线的抽头进行调整。 RAKE 接收机的结构如图 7 所示。自动频率校正采用中频频率补偿方案，根据 RAKE 接收机输出的导频信道的解扩信号，估计出包含移动台和基站之间载波频率率误差的控制信号，经过数模变换后输出至射频模块，调节移动台振荡器的输出频率，使之与基站的输出频率相同，保证前向业务信道数据的正确解调。

移动站接收机中信道估计、数据解扩及定时跟踪都需要接收信号与本地序列进行相关运算，相关器组在整个接收机设计中占很大的资源。自动频率校正环路与数据速率相比，调整速度很慢，可用于数据处理的时间很充裕。为节省硬件资源，在设计中大量使用了串行处理和模块时分复用技术。

4.3 硬件实现结果

采用 VHDL 语言对各个模块进行了描述，并同样运用 Aldec 公司的 ActiveVHDL 仿真工具进行了功能仿真和验证。在验证了功能的正确性以后，采用 EDA 级合工具 Exemplar 对电路进行了综合和优化。最后利用 Altera 公司提供的 Quartus 软件将设计的逻辑下载到了一片 APEX20k EP20K200RC240 FPGA 中。

4 ．手机的故障诊断

4.1 手机故障诊断

一、读图

读图是进行高效手机维修的前提。 只有对手机的电路原理 ，工作原理及器件特性有了深入的了解 , 才能做到快速而准确的判断。

1 对于射频电路：

了 解用途：开始读图之前，首先要了解该部件使用在什么地方，起什么作用，有什么特点以及能够达到什么样的技术指标。对于用途了解得比较清楚，可以帮助维修人 员理解电路原理图的指导思想，总体安排以及各种具体的实现技术。化整为零：将总原理图分解成若干基本部分，弄清各部分的主要功能以及每一部分由哪些基本单 元电路组成。有时可以用简单的模块图来表示每一部分的作用以及各部分之间的相互关系。在分解过程中，如果有个别元件或某些细节一时不能理解，可以留待后面 仔细研究，这一部 , 只 要求搞清楚总图大致包括哪些主要的模块。找出通路：对每个基本单元电路，找出其中的直流通路，交流通路以及反馈通路等。以及判断电路的静态偏置是否合适， 交流信号能否正常放大和传递，引出的信号经过什么样的滤波器等等。抓住联系：在前面的几个步骤基础上，将各个组成部分总和，从总电路的输入端一直到输出端 联系起来，观察信号在电路中如何逐级放大和传递，从而得到一个完整的认识。估算指标：如果要求对电路图有更加深入的了解，则可对某些主要技术指标进行一定 的估算，以便对电路的技术性能获得定量概念。

2 对于逻辑 / 音频板部分

  1 ） 明确主要集成电路在电路板上的位置如 MCU ， EEPROM ， FLASH ， ROM ，音频处理模块等。

  2 ） 查电源连接线，电源是如何共给各个芯片，键盘及显示屏的。

  3 ） 查时钟 （ 13M   ,32K) 供应，具体连接到集成电路的哪个脚。

  4 ） 查复位（ RESET) 供应，具体连接到集成电路的那个脚。

  5 ） 键盘，话筒， SIM 卡插座等这样的输入通路是故障的多发区。

  6 ） 听筒，显示屏，振铃 / 震动器，背景灯灯的输出通路的路径。

     上述步骤不是固定不变的，有时各步骤之间并未划得很清楚，可以交叉进行，次序也可以颠倒，应该根据具体情况灵活掌握 .

二、常见电子元器件的故障特点：

无论是自然损耗所出现的故障，还是人为所出现的，一般可归结为电路节点开路，电子元器件损坏和软件故障三种故障。如过是导线的折断，接插件的断开，接触不良，检修起来一般比较 容易。而电子元器件的损坏（除明显的烧黑，发热外），一般很难凭观察发现。必须借助仪器才能检测判断，因此对于维修人员来说，首先需了解各种器件失效的特点，这对于检修电路故障，提高检修效率是极为重要的。以下列举一些常用电子元器件失效的特点。

集成电路：一般是局部损坏如击穿，开路，短路等，功放芯片容易损坏，存储器容易出现软件故障，其他芯片有时会出现需焊。

三极管：击穿，开路，严重漏电，参数变劣等。

二极管：整流，发光，稳压，变容容易被击穿，开路，使正向阻值变大，反向阻值变小。

电阻：在一般情况下，电阻的失效率是比较低的。但电阻在电路中的作用很大，在一些重要电路中，电阻值的变化会使三极管的静态工作点变化，从而引起整个单元电路工作不正常。电阻的失效特性是：虚焊 ，阻抗异常，温度特性差。

电容：电容分为有极性和无极性两种。电解电容的失效特性是：击穿短路，漏电流增大，容量变小或短路。无极性电容的失效特性是击穿短路或脱焊，漏电流增大或有电阻效应。

电感：失效特性为：断线，脱焊。

4.2 注意事项

以上所说的都是些主要器件，还有些外围元件 如：场效应管，石英晶体等，在维修中也不能忽视，尤其是受震动易损的石英晶体及承担着较大功率的器（功放 ，电源功给电路，压控振荡器） 等出现问题，会有不开及或开机后不能 “ 上网 ” ， “ 听不到对方 ” ， “ 对方听不到 “ ， ” 联系供应商 “ 等故障。

诊断的一般流程

在接到故障机时，应该按照下列流程去做

1 ） 先了解后动手    拿到一部待修手机后，先不要急于动手，而是要首先询问故障现象，发生时间以及有什么异常症状。观察手机的外观，又无明显的裂痕，缺损，若是翻盖没有了，天线折了，键盘秃了，就可以大致判断机器的故障。对一名优秀的维修技术人员来说，在询问了解故障的过程中，可以大致判

断故障的范围和可能出现的故障的部件，从而为高效、快捷地检修故障奠定基础。

2 ）   先简后繁先易后难

3 ）   先电源后整机

4 ）   先通病后特殊

5 ）   先末级后前级

6 ） 纪录维修日志   当然没有必要每个机都做纪录，对那些不常见的坏项或是新的故障原因做纪录是一种良好的习惯，可以丰富我们的经验，无形中得到提高。

仔细认真观察电路板 用眼睛观察到的故障无需再采用其他检测手段，如集成电路工作是不应产生很高的温度，如果摸上去烫手，就可以初步断定集成电路内部有短路的现象，总之通过直接观察可以发现一些故障线索。但是，直接判断是建立在以往经验的基础上的，经验越丰富，判断则越准确。

常见故障维修

1 不开机故障维修

   1 ）按下开关键不能开机。观察按下开关键的瞬间电流想对正常值偏大还是偏小。如果电流偏小，故障部位一般是在时钟电路和 FLASH ,SRAM 等逻辑电路。如果电流偏大，故障部位一般是在发射通路和电源供电部分，有时也由于电源滤波电容漏电引起。

   2 ） 按下开关键能开机，但是电流跳不到最大值，说明时钟及逻辑 / 音频和电源供电部分基本正常，故障来源于射频处理电路的接收或发射通路。

   3 ）   如果按下开关键能开机，松开开关键就关机；或延迟大约 4 ， 5 秒又关机这些现象是逻辑部分的故障。一般是 EEPROM 与 CPU 的串行线开路， A/D 变换器电源检测发生故障。后者的故障延迟关机故障，多和低压报警，显示屏黑或无显示及电流过大，发送通路的功放损坏，电路漏电等故障同时出现。

2 收发通路故障

GSM 手 机收发通路的故障必须先排除接收通路故障，再排除发射通路故障。因为收发通路的本振是由公用的锁相环实现的；另外，如果手机接收部分有故障，没有收到基站 的信道分配信息，发送通道就不能进入准备状态。发送通路的故障涉及的部位较多，如天线的接触问题，天线开关问题，中频滤波器问题，混频器问题，调制解调器 问题，锁相环电路问题， A/D 变换器问题，系统时钟问题及对以上各部件供电的电源与滤波电容问题。

3 SIM 卡故障

插入 SIM 卡无任何反应或插入 SIM 卡显示出错，其故障一般发生在 SIM 卡供电部分。在 SIM 卡插座的供电端，时钟端，数据端，开机瞬间可用示波器观察到读卡信号，如无此信号应为 SIM 卡供电开关管周边阻容元件与卡脱焊问题 SIM 卡开关不良，接触不良， SIM 卡无效均会出现这样的问题。

4 听筒，话筒无声和不能送话及振铃故障

听筒，话筒无声：先用万用表测量 MIC 、 MICN ， EARP 、 EARN 各自的对地阻抗。如果发现异常，则需要检查具体电路。可将手机置为音频状态，在 C109 输入 Cobba 的 1.5 伏电压都正常的情况下，检查 EARP 、 EARN 的电压是否为 1.4 伏。 MIC 电路检查 R107 送入 V101 的电压是否为 2.7 伏，正常是进一步看 V101 输出的 2.0 伏电压是否正常，同时检查 c100 四脚电压 1.3 伏正常否，如果 C120 两边电压不准则其功能坏居多，测试值一般为 1#.#, 而 L402 易引起 MICP 与 MICN 之间短路或开路。另外 C110 环也有可能引起 MIC 无声。如果以上检查均正常，则可更换听筒或话筒，少数如不 OK 的则应考虑是 cobba 造成的。

5 振铃故障

震动功能坏、铃声不响多为 N400 或马达、 BUZZER 功能坏。

4.3 诊断步骤

这里的诊断方法不局限于修新机 . 手机无论发生和种故障，都必须经过 问，看，听，摸 ，思，修 这六个阶段只不过对于不同的机型，不同的故障，不同的维修方法，用这六个阶段的时间不同而已。

1 问

     如同医生问诊一样，首先要向用户了解一些基本情况。如产生故障的过程和原因，手机的使用年限及新旧程度等有关情况。这种询问应该成为进一步观察所要注意和加以思考的线索。

2 看

     顾名思义   即就是用眼睛看，借此发现问题，也就是我们通常要做的一个步骤： 目检   通过目检 我们可以发现 诸如：多料，漏料，错料，移位 锡桥 反相，虚焊 ，冷焊，少锡，锡珠，断线还有机械损伤等故障。方法 ：看要怎么看   PCBA 上有 380 多个料再加一个 8 层的 PCB  盲目地看既精神疲惫，浪费时间又发现不了问题。我们应该根据坏项带着问题去看：沿着信号流程看， 看与工作条件相关的器件。

3 听

     可以从待修手机的话音质量，音量情况，声音是否断续等现象做初步判断。

4 摸

     主要针对功率放大器，晶体管，电源管理模块的等器件。用手摸可以感触到表面温度的高低，如烫手，可联想到是否电流过大或负载过重，即可根据经验粗略地判断出故障部位。

5 思

      即分析思考。根据以前观察，收集到的资料，运用自己的维修经验，结合具体电路的工作原理，运用必要的测试手段，综合地进行分析，思考，判断做出诊断方案。运用访问手机的 5 种方式   （电压，阻抗，波形，量 PN 结，写 FLASH ）确定故障所在。

6 修

      对 已经失效的元器件进行调换，焊接，清洁。对于新机，因为生产工艺上的缺陷，故障多发生在机芯与机壳结合部分的机械应力点附近，且多为元器件焊接不良等引起 的。碰坏，摔坏，挤压损坏的手机他们的故障有共同点：碰坏的手机在机壳上能观察到明显的机械损伤，在机芯的相应部分应是重点检查部分。而进水与电源供应造 成故障的手机也有共同点 : 进 水的手机，如没有及时处理（清洗，烘干），时间一长，有时甚至只有几个小时，就被氧化，严重的会发现出现断线，集成电路及元器件引脚发黑，发白，起灰，这 时应对症下药，根据电路板上的水渍的部位去查找故障点，如电路板受腐蚀造成的开路及短路。进行检修时千万不要盲目地做通电试验及随意拆卸，吹焊元器件及电 路板，这样很容易使旧的故障没排除又产生人为的新故障，使原来可简单修复的手机变成骨机。

5 ． NOKIA 手机 RF 电路分析

5.1 NOKIA 手机的 RF 电路

RF 功能描述

此构造中包括 ----RF-IC 、双带 PA 模块、 VCO 模块和二个接收带的分散的 LNA 级

调节器

无线收发信机在基带部分有一多功能电源管理集成电路，它包括的功能中还有 7 只 2.8V 调节器。所有调节器可以用 2.8V 逻辑电平直接分别控制或通过控制寄存器来控制。在 GSM 中，使用了直接控制以获得快速切换，因为各调节器能够启动 RF 的各项功能。

使用了 CCONT   IC 的 VREF 和 COBBA  IC 的 VREF  RX 作为 HAGAR  RF-IC 的参考电压， VREF （ 1.5V ）用作偏移参考， VREF  RX （ 1.2V ）用作 RX  ADC 的参考。

频率合成器

VCO 压控振荡器的频率由 PLL （锁相电路）锁定到稳定的频率源上，

频率源为 VCTCXO 模块（电压控制的温度补偿晶体振荡器）。 VCTCXO 以 26MHz 运行。温度的影响由 AFC （自动频率控制）电压来控制。 VCTCXO 被锁定到基站的频率。 AFC 是由 COBBA 中的 11 比特的 DAC 产生。

PLL 位于 HAGAR  RF-IC 中，并且由 COBBA-IC （基带）经串行总线控制。与外部环路滤波器相关的有 64/65 （ P/P+1 ）预定标器、 N- 和 A- 分频器、参照分频器、相位检测器和充电泵。由 VCO 模块（控制电压的振荡器）产生的 SHF 本振信号被送至预定标器。预定标器为一种双模分频器。预定标器的输出送到 N- 和 A- 分频器，并产生相位检测器的输入信号。相位检测器将这一信号与参考信号（ 400KHz ）进行比较，此参考信号是由参考分频器从 VCTCXO 的输出分频而得的。相们检测器的输出被连接到充电泵，此泵根据测得频率与参考频率比较的相位差，来使环路滤波器中的集成电容充电或放电。  

环路滤波器滤掉脉冲，并产生到 VCO 去的 DC 控制电压。环路滤波器确定 PLL （调整时间）的逐级反应，并确定对环路稳定性的影响，这就是为什么集成电容器有一只相位补偿用的电阻器。其它的滤波器元件是用于边带抑制的。对分频器是经串行总线来控制的。 SDATA 用于传输数据、 SCLK 为总线的串行时钟， SENA1 则为一使能信号，它将新数据存进分频器。

 

 

LO （本振）信号由 SHF  VCO 模块产生，与实际的 RF 信道相比较，      DCS1800 频段时， VCO 输出为实际信道频率的二倍频，在 EGSM 频段时， VCO 的输出为实际信道频率的四倍频。 LO 信号在 HAGAR 中进行二分频或四分频模式。

接收器

接收器为一种直接转换、双带线性接收器。从天线接收到的信号经 RX/TX 开关送至第一只 SAW 滤波器和 LNA （低噪声放大器），对 EGSM900 和 DCS1800 分开处理。 LNA 的增益选择控制来自 HAGAR   IC 。当天线（或 RF 连接器）处的 RF 电平为大约 -45dBm 时，增益级被激活。

LNA 之后，放大了的信号（带低噪音电平）被送到带通滤波器（第二只 RX/SAW 滤波器）。 RX 带通滤波器确定对接收带外信号的抑制是否良好，并防止杂波干扰。

带通滤波器之后，信号被送至 “ 平衡 --- 非平衡 ” 转换器，它将单端信号变为平衡信号。平衡好的信号被送到 HAGAR 的 RF 输入。本振信号由外部 VCO 产生。 VCO 信号被二分频（ DCS1800 ）或四分频（ EGSM900 ）。 PLL 和分频器在 HAGAR-IC 中。

从混合器输出到 ADC 输入， RX 信号被分成 I- 和 Q- 信号。在 LO 分频器中产生精确的相位。在混合器后， DTOS 放大器将差分信号变成单端信号。 DTOS 有二个增益级，第一级有恒定的 12 分贝增益和 85KHz 的截止频率。第二级的增益由控制信号 g10 来控制。如果 g10 为高（ 1 ），增益为 6dB ；如果 g10 为低（ 0 ），此级的增益为 -4 dB 。

HAGAR 中的有源信道滤波器为信道提供了选择性（典型的是 +/-100KHz 时 -3dB ）。集成的基带滤波器是一种有源 -RC- 滤波器，它带有二只在芯片之外的电容器。在直接转换型接收器的信道选择滤波器中，需要大的 RC- 时间常数。这由芯片外的大型电容器产生。基带滤波器由二级组成， DTOS 和 BIQUAD 。 DTOS 是一种差分的单端转换器，此转换器有 8dB 或 18dB 的增益。 BIQUAD 则是一改进的 Sallen-Key  Biquad 。

集成的电阻器和电容器是可微调的，这些由一数字式控制字符经 Hagar 串行接口控制。补偿集成电阻器和电容器的变化及芯片外电容器误差的正确控制字符，在进行 RX 滤波器校准期间可以看到。

接收器过程的下一步是 AGC 放大器，它也集成在 HAGAR 中。 AGC 具有来自 COBBA   IC 经串行模式总线的数字式增益控制。 AGC 这一级为接收器提供增益控制范围（ 40dB ， 10dB 的步进值） , 也提供必要的 DC 补偿。在 DTOS 级中它备有 -10dB   AGC 步进值。

单端的滤过波的 I/Q 信号然后被送到 COBBA-IC 中的 ADC 。 ADC 的输入电平最大为 1.4Vpp 。

发送器

发送器的环节包括最终频率 IQ- 调制器、双带功率放大器和一功率控制环路。

I- 和 Q- 信号也是在基带的 COBBA-ASIC 中产生的。在后滤波之后（ RC 网络）它们进入 HAGAR 中的 IQ 调制器，由 VCO 产生调制器的 LO 信号，并根据系统的模式， EGSM/DCS1800 ，除以 2 或 4 。在调制器之后， TX 信号被放大并缓存。对 EGSM 和 DCS1800 有分开的输出。 HAGAR  TX 的输出电平最小为 5dB 。

接下来， TX 信号由不连续的平衡 - 非平衡变换器转换成单端信号。 TX 信号被放大并缓存到分开的缓存器中。缓存器之后， EGSM 和 DCS1800 信号在一双工器内组合。在 EGSM 分枝，在平衡 - 非平衡变换器之后有一 SAM 滤波器，将不要的信号及来自 HAGAR   IC 的宽带噪音衰减掉。

最后的放大是通过双带功率放大器来实现的，它有一 50 欧姆的输入和二个人成分 0 欧姆的输出口，也还有一增益控制，它用 HAGAR 中的一功率控制回路控制。 PA 能够在在 EGSM 带内产生 2W （ 3dBm 输入电平）、在 DCS1800 带内产生 1W 以上（ 6dBm 输入电平）进入 50 欧姆的输出。   增益控制范围在 35dB 以上，以便获得要求的功率及跃升和下跌的功率。

由非线性 PA 产生的谐波由 RX/TX 切换模块中的双工器将它滤波滤掉。 TX 信号最终经过 DCT-3RF 连接器到内部天线。

功率控制线路包括不连续的功率探测器（ EGSM 和 DCS1800 共用）和 HAGAR 中的差错放大器。在 PA 输出与 RX/TX 切换模块之间有一定向耦合器。这是一双带型耦合器，并用于二个系统的输入和输出。方向耦合器以一定的比率从前行的功率中取样，此信号在一肖特基二极管内整流并在滤波器后产生一直流信号。

此探测到的电压与 TXC 电压在 HAGAR 中的差错放大器内进行比较。 TXC 电压是由 COBBA 中的 DA 变换器并生的。 TXC 为一种升余弦形式（     — 函数），当脉冲功率变化时，它减少了切换瞬变过程。由于探测器的动态范围不足以在整个范围上控制功率（实际上的 RF 输出电压），所以有一个 TXP 的控制信号，它在输入信号在检测电平以下时工作。这使得突发脉冲变成可行并设置到随 TXP 上升，直到输出电平足够为止，并促使反馈回路工作。经回路经 PA 中的控制引脚来控制输出，使之达到要求的输出电平并且突发脉冲已获得 TXC 斜坡波形。由于反馈回路可能会不稳定，所以由一支配极进行补偿，此极降低高频的增益以获得足够高的相位余量。 HAGAR 中的功率控制回路有二个输出，每个频带一个。  

AGC 策略

AGC 放大器用于将接收器的输出电平保持在一特定的范围内。在收到突发脉冲之前 AGC 必须被设置，要进行这一预先监控，通常是给一估计的信号电平。

在 LNA 中有 50dB 的精确增益控制（ 10dB 的步进值）和一较大的步进值（大约 30dB ）。

RSSI 必须在 -48…-100dBm 范围精确测量。电平高于 -48dBm 时，由 MS 报告给基站的 RX 电平总是 63 。

生产校准是以二种 RF 电平来进行的， LNA 的增益步进值不进行校准。

AFC 功能

AFC 用于将无线收发信机的频率锁定到基站的频率。 AFC 电压在 COBBA 中用 11 比特 DA 变换器产生。在 AFC 控制线中有一 RC 滤波器，用于减少来自变换器的噪音干扰。    RC 网络的调整时间的要求来自信令，看 PSW （纯正弦波）时隙发生的频率程度。它们 在 10 帧后重复，意味着每 46 毫秒有一 PSW 。 AFC 连续跟踪基站频率，因为 VCTCXO 输出中的变化不会如此快地发生（温度）。因此收发信机有一稳定频率。

    调定时间的要求也来自 “ 开始 ” 允许的时间。当无线收发信机在休眠模式和 “ 醒 ” 过来到了接收模式时，仅有 5 毫秒用于 AFC 电压调定。当第一个脉冲进入系统时，时钟必须被调定到 +/-0.1ppm 的频率精确度。 VCTCXO 模块也需要 5 毫秒来调定进入最终频率。振幅在 1-2 毫秒内上升到满幅，但频率调整时间较长，因此这一振荡器必须足够早地上电。

DC- 补偿

在 DCN1 和 DCN2 运行期间进行 DC 补偿（经串行总线）。 DCN1 是通过将 AGC 级的外部大电容充电到使 dc 偏移到 0 的某一电压。 DCN2 则将信号偏差到衡定值（ VREF  RX  1.2V ）。

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